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【轉載】一種新型帶充電泵單級PFC電路的AC/DC 變換器
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| 一種新型帶充電泵單級PFC電路的AC/DC 變換器 | |
| 作者：劉學超，張波，余建生 時間：2006-10-03 來源: | |
| 摘要：提出一種新型帶充電泵單級PFC 電路的AC/DC 變換器。文章闡述了利用充電泵電路實現高功率因數校正的理論，分析了該變換器的工作原理，同時討論了主要參數設計思路。最后給出28V/6A 實驗樣機測試結果，表明該變換器能實現高功率因數校正，電路簡單實用，同時兼有低待機損耗和鉗位電路功能，能廣泛應用于數字視頻電源中。 關鍵詞：充電泵；功率因數校正；AC/DC變換器 引言 隨著數字視頻產品的不斷發展，對其供電電源的要求愈來愈高，特別是對輸入諧波抑制和抗干擾能力。為了滿足IEC61000-3-2 國際標準，引入功率因數校正（PFC）電路成為電源設計者的當務之急。針對此標準要求，學者們先后提出了無源PFC與有源PFC兩種功率因數校正方案。目前PFC電路廣泛采用前級升壓PFC 變換器加上后級主功率變換器的雙級有源變換方案。由于受視頻產品電源工作效率和性價比的限制，雙級有源PFC電路由于成本高，元件數量多，對負載變化響應速度慢，整機效率相對較低，其應用受到一定限制。 為了克服這些缺陷，近年來，對于輸出功率小于250W 的變換器，單級無源PFC 成為較熱門的設計方案之一，主要方法是將無源功率因數校正與主功率反激變換器集成在一級變換中。它具有在實現輸出電壓快速調節的同時，不用增加功率開關器件數和控制電路就能提高功率因數的特點。但是以往的單級PFC 變換器可靠性不高，變壓器設計較為復雜，很難滿足視頻供電電源的高可靠性，低成本的要求。所以需要提出更新穎的拓撲結構，簡化設計，同時保證較高功率因數校正。本文嘗試提出一種基于充電泵PFC 的新型AC/DC 反激式變換器，它在較低成本的前提下滿足IEC61000-3-2 Class D的要求，從而能廣泛應用于數字視頻產品電源設計中。給出它的原理分析并提出主要參數設計思路，實驗設計了一臺28V/6A 變換器樣機，結果表明，功率因數大于0.96，滿載工作效率大于86%，待機損耗小于1W。電路拓撲簡單可靠，適用于負載變化較大的數字視頻供電電源中。 工作原理 如圖1 所示，Vin 和iin 分別為不含PFC 的輸入電壓和電流波形，因為當輸入正弦電壓高于整流輸出濾波電容上電壓時，整流二極管才會導通，所以輸入電流只有在正負一小段時間內導通，這樣導致電流波形畸變，產生很大諧波。為了提高輸出功率因數，減小諧波，改善輸入電流波形，可以引入充電泵作為無源PFC 的概念，它的作用是使輸入電流波形從低電壓端流向高壓端，展寬輸入電流波形，經過一定的設計，使之跟隨輸入電壓波形的變化 圖1中iin為加入充電泵后的輸入電流波形。  圖1 輸入電壓電流波形圖  圖2 簡單充電泵電路 圖2 是一個簡單的充電泵電路圖。假設輸入電壓V1小于輸出電壓V2；二極管VD1和VD2以及電容C 組成一個充電泵電路。通過高頻率方波脈沖V3（頻率為f3）來控制充電泵，假如方波峰值電壓V3 大于（V2－V1），充電泵就能使電流由低電壓V1流向高電壓V2。工作機理如下： （1）當V3 為低電平時，電壓V1 通過VD1 對電容C 充電，電荷  ，假設電容C 足夠小，電容很快就被充到V1。 （2）當V3 為高電平時，電容C 通過VD2 放電，此時  。根據電荷守恒原理  那么輸入電流I1 為  如果方波脈沖V3 的占空比為1/2，那么  如果V2=V3，同時輸入電壓V1 為工頻交流電通過整流橋的電壓Vin，因此從式（2）可知，輸入電流I1 可以跟隨輸入電壓 Vin 的變化，從而實現功率因數校正，并使電流可以由低壓端流向高壓端。 圖3 是所提出的帶充電泵PFC 電路的AC/DC變換器電路圖，其拓撲結合了上述的充電泵電路和單端反勵式變換器，采用支持低損耗及功率因數校正的電源管理IC TDA16846。輸入整流橋、電感L、充電泵電容C 以及二極管VD 組成了一個充電泵電路，此充電泵電路不僅具有PFC 功能而且兼有緩沖網絡的功能，鉗位開關管關斷電壓尖峰。圖4 是它的一個開關周期工作波形。由于開關管開關頻率遠大于輸入工頻頻率，所以在分析開關周期工作原理時，可以認為輸入電壓in V 近似保持恒定。下面分析該變換器的穩態工作原理。  圖3 帶充電泵PFC 電路的AC/DC 變換器 工作模態1 [t1～t2] 在t1時刻開關管VT 受TDA16846 的控制而導通，開關管漏源極電壓Vds由最大值 Vdsmax跳降到零， 同時通過電容C， 使電壓Vm由VP 跳變到-(Vdsmax-Vp)。在此開關模態期間，電感L、電容C組成基本串聯諧振電路，對電容C 進行充電。初始條件為iL(0) =0 ,VC(0)=Vp-Vdsmax所以   圖4 開關周期工作波形 式中  由于變壓器一次電感的存在，變壓器一次電流iP 將線性增加，向變壓器傳送磁場能量。因為電壓Vm 低于大電容Cp 兩端電壓VP，二極管VD 截止。通過開關管的電流i 包括諧振電流iL加上變壓器一次電流iP，VT 最大額定電流imax可以近似為  式中LP——變壓器一次電感量 Tonmax ——開關管最大導通時間 工作模態2 [t2～t3] 在t 2時刻，開關管VT 開始被關斷，由于開關管寄生電容的存在，開關管兩端電壓將會線性上升到Vdsmax，同時電壓Vm 也線性上升到VP，電容C放電。 Vm=Vds+Vc（5） 在t3時刻Vm 等于VP，二極管VD 開始導通，電感電流L i 開始改為向電容CP 放電，這使電感L中的磁場能量轉移到電容CP 中。利用這個原理，就使輸入電流從較低值的輸入電壓Vin 流向電容CP 上較高的VP 值，實現充電泵功能，將輸入電流波形展寬，提高輸入功率因數。 工作模態3 [t3～t4] 到達t3 時，開關管VT 被截止，額定電壓保持在Vdsmax ，電容C 兩端電壓為 -(Vdsmax-Vp)。在此期間，變壓器兩端電壓翻轉，二次側二極管VDS 開始導通，變壓器開始向二次側釋放能量，形成反激電路。在此釋放磁能階段，一次電流iP 很快下降到零，電感電流iL則逐步向CP 放電而下降。在t4時刻，開關管重新被開通，變換器進入下一開關周期。 參數設計 該變換器的主變壓器設計可以按照反勵變壓器設計。因為存在反向恢復效應，輸入整流二極管和二極管VD 需要選擇快速恢復二極管，從而減小二極管反向恢復造成的開關損耗。以下將重點討論輸入電感L 和充電泵電容C 的設計。 輸入電感L 由變換器工作原理討論可知，流過輸入電感L的電流工作于DCM 模式，根據DCM 升壓型PFC電感的計算公式可知  式中 Vinmax ——輸入電壓峰值 VP——充電泵輸出電壓，取為400V fS——開關頻率，在20～50kHz 范圍內變化，滿載時約為50kHz 所以  選擇PC40 ER28 作為電感的磁心， 其中 Ae=85.4mm2，Bm=0.25T所以電感線圈匝數N  在開關周期中，電感氣隙lg 可以根據下式求得  充電泵電容C 充電泵C 的設計涉及兩方面問題，一方面電容值的提高有利于提高功率因數；另一方面，根據公式（4），過高的電容值將會增加流過開關管的額定電流，所以需要綜合考慮。為了滿足工作模態1 的諧振條件要求，在滿載條件下，電容C 和電感L 諧振參數必須滿足下面的條件  其中Tonmax取為6μs，所以充電泵電容必須在4nF≤C≤15nF 范圍內，這里取C=10nF。 實驗結果及分析 為了驗證新型帶充電泵PFC 電路的AC/DC 變換器工作原理，在實驗室完成了一臺28V/6A 的實驗樣機，主要指標為：輸入電壓Vin= (220 ±20)V ，充電泵電路升壓輸出電壓Vp=(400 ±30)V ，輸出電壓Vo=(28 ±2.8)V ，輸出電流為6A，以下為實驗主要參數： 控制IC：TDA16846 開關管VT：SPP11N60C3 電感L：0.74mH 充電泵電容C：10nF/1000V 變壓器Tr：PC40 ER40 變壓器一次電感Lp：350μH 儲能電容Cp：330μF/450V 輸出電容Cf：4700μF/50V 二極管VD：MUR860 由圖5 可見，電容兩端電壓波形包絡線跟隨輸入電壓變化，促使充電泵電路具有升壓型PFC 功能。圖6 可知，電壓Vm 和Vds 波形與前述工作理論分析是一致的，共有三個工作模態。同時，由于充電泵電容C 的存在，由變壓器漏感引起的開關管關斷尖峰很小，所以該充電泵PFC 兼有箝位電路功能，不再需要RCD 鉗位電路。  圖5 充電泵電容電壓VC 和輸入電壓in V 波形 圖7 為輸入電壓電流在滿載條件下的測試波形；圖8 為各次諧波電流含量圖。實測結果表明，功率因數PF 為0.9688，THD 為23.2%，整機最大效率為87%。同時，因為TDA16846 具有變頻功能，在輕載時開關頻率降為20kHz，這樣有利提高變換器的待機損耗，實測待機損耗小于1W，這也是該變換器的另一個優點。  圖6 電壓Vm 和開關管漏源極電壓Vds  圖7 輸入電壓和電流波形  圖8 各次諧波電流含量圖 結論 本文將充電泵電路和反勵變換器有效地結合在一起，得到一種新型AC/DC 變換器，它具有較高功率因數校正，成本較低，效率高，同時兼有箝位電路功能的特點。170W 樣機實驗證明，該電路可靠性高，適用于負載變化較大的中小功率數字視頻供電電源中。 |
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