如何設計一款低成本HART發送器
發布時間：2012-12-21 09:41
發布者：eechina
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作者：Thomas Kugelstadt，德州儀器 (TI) 應用經理 利用可尋址遠程傳感器數據通路 (HART) 協議，過程測量與控制器件可通過傳統4-20mA電流環路實現通信。這種協議使用1200 Hz和2200 Hz頻率的移頻鍵控 (FSK)。此處，一個 1200Hz 周期代表一個邏輯 1，而兩個 2200Hz 周期代表邏輯 0。由于 FSK 波形的平均值始終為 0，因此模擬 4-20mA 信號不受影響。 理想情況下，FSK 信號由疊加在 DC 測量信號上的兩個頻率正弦波組成。但是，相連續 FSK 正弦波的生成是一種十分復雜的過程。因此，為了簡化 HART 信號波形的生成過程，HART 規范的物理層對參數極限值進行了定義，標準化波形的振幅、形態和轉換速率均不得超出這些參數極限值。在這種情況下，一種梯形波形非常適合于這種應用，圖 1 顯示了其各個極限值。 
圖 1 梯形HART電流波形的最小與最大值 圖 2 所示 HART 發送器提供了一種簡單且低成本的解決方案，其產生一個梯形 HART 波形，并將它疊加在一個可變 DC 電平上，最終把產生的輸出電壓轉換為電流環路。
圖 2 低成本 HART 發送器 HART FSK 信號（常常由本地微控制器單元 [MCU] 生成），被應用于首個NAND 柵極 (G1) 的輸入端。MCU 的通用 I/O 端口的第二個輸出，起到一個有效高態“激活”（ENABLE）信號的作用。G1 控制兩個遠端 NAND 柵極（G2和G3），其輸出通過高阻抗分壓器 R1 和 R2 連接到一起。 由 R4 和 R5 組成的第二個分壓器，將 5V 電源分為一個 VREF = VCC/2 的基準電壓，即 2.5V。只要“激活”為低電平，G2 的輸出便為低態，而 G3 輸出為高態。由于高阻抗負載，NAND 輸出擁有軌到軌功能；R1=R2 時，A1 非反向輸入 VIN 的輸入電壓也為 2.5V。 當“激活”為高態時，G2 和 G3 輸出相互換相，從而在 VIN 下形成一個小方波，其圍繞 VREF 對稱擺動。VIN 的峰值到峰值振幅為：
VS 為正 5V 電源，而 R1|| R2 為 R1 和 R2 的并聯組合。 把圖 2 的電阻值插入方程式得到 VIN（PP）=200Mv 的輸入電壓擺動，其讓VIN擺動位于2.4V和2.6V之間。當 VIN 升至 2.6V 時，A1 的輸出立即達到正飽和狀態，并通過 R6 和 R7 對 C3 充電。C3 (VHART) 的實際 HART 電壓線性上升，直到達到 2.6V 為止。這時，放大器 A1 迅速退出飽和狀態，并起到一個電壓跟隨器的作用，從而將 VHART 保持在 2.6V。當 VIN 下降至 2.4V 時，A1輸出進入負飽和狀態，并通過 R6 和 R7 對 C3 放電。之后，VHART 線性下降，直到其達到 2.4V 為止。這時，A1 退出飽和狀態，并再次起到一個電壓跟隨器的作用，將 VHART 保持在 2.4V。 由此產生的梯形波形在振幅方面與 VIN 相等，并且圍繞 VREF 做對稱擺動。它的轉換速率計算方法如下：
其中，VSAT 為 A1 的正或負輸出飽和電壓。 由于 VHART 的 AC 電流比VSAT 小，因此 VHART 可以由其靜態電平 VREF 得到近似值。另外，A1 軌到軌輸出能力結合 R6 負載高阻抗，可得到 5V 和 0V 的輸出飽和電平。假設 R7 遠小于 R6，則前面表達式可簡化為：
如果我們把圖 2 的 R6 和 C3 組件值插入方程式，則梯形波形的轉換速率結果為 ±1.25 V/ms。 把 VHART (200Mv) 的峰值到峰值振幅調節為 1mA HART 峰值到峰值電流信號，讓 1.25V/ms 電壓轉換速率相當于 HART 電流信號中 6.25 mA/ms 的電流轉換速率，從而完全位于圖 1 所示極限值范圍以內。 要求使用 R7 來將 A1 輸出隔離于大電容負載 C3，目的是維持閉環穩定性。具體要求值取決于 A1 的單位增益帶寬 fT 以及 R6 和 C3 的值。R7 的有效近似值計算方法如下：
A1 必須具有相當寬的頻率響應，并且其轉換速率要明顯快于HART梯形波形。OPA2374 是 TI 一種低成本的雙運算放大器，其擁有 5 V/µs 的高轉換速率和fT = 6.5 MHz 的單位增益帶寬。另外，放大器輸出具有軌到軌驅動能力，其典型靜態電流為每個放大器 585 µA。 第二個放大器 A2 把 HART 信號疊加于可變 DC 電壓 VDC 上。A2 輸出電壓VOUT 變為：
使 R8 到 R11 值相等，可將上面方程式簡化為：
由于 VHART 由一個 200Mv 梯形波形（圍繞 VREF 對稱擺動）組成，因此 A2輸出僅包含疊加在可變 DC 電平上的小HART波形。將VOUT送入TI的XTR115電壓到電流轉換器，可使每個 200mV VDC 相當于 1Ma 電流。因此，把 VDC從 0.8V 變為 4.0V，相當于一個 4-20Ma 電流范圍。 電阻器 R8 到 R11 值應足夠大，以最小化對 C3 充電電流的負載影響，但是又不能太大，以免 A2 輸入偏差電流引起誤差。適當的電阻值可將 VREF 從 VOUT 完全消除，這樣 VOUT = VDC ± 100 mV。因此，R4 和 R5 取值不當，或者電壓電源存在差異，都不會對 VOUT 的 DC 電流產生太大影響。 XTR115 是一種雙線、精密、電流輸出轉換器，其通過一個工業標準電流環路發送模擬 4-20mA 信號。這種器件擁有精確的電流調節和輸出電流限制功能。它的片上5V電壓調節器用于為外部電路供電。為了確保對輸出電流IOUT的控制，電流返回引腳IRET起到一個本地接地的作用，并對外部電路中使用的所有電流進行檢測。它的輸入級擁有 100 的電流增益，其由兩個激光修整增益電阻器 RG1 和 RG2 設置：
因此，輸入電流 IIN 產生輸出電流 IOUT，其等于 IIN × 100。IIN 的電勢為 0（參考 IRET）時，把輸入電壓轉換為規定輸出電流所要求的電阻器值為：
因此，將200mVPP HART電壓轉換為1mA電流，要求輸入電阻為：
另外，RIN對4-20mA電流范圍的輸入電壓范圍定義如下：
以及：
圖 3 HART 發送器信號通路的信號電壓 結論 簡單運算放大器電路可用于為傳統 4-20mA 電流環路設計一個低成本的 HART 發送器。 圖 3 顯示了 2V DC 輸入時 HART 傳輸期間不同測試點的信號電壓。匹配差分放大器 A2 的電阻器，移除了輸出信號的 VREF 分量。因此，基準電壓偏差對VOUT 沒有影響。這樣，輸出信號便圍繞 2V DC 輸入做對稱擺動。 參考資料 1、《HART介紹》（在線版），模擬服務公司（1999年8月9日），地址：www.analogservices.com/about_part0.htm 2、《工業自動化解決方案：傳感器與現場發送器》，德州儀器公司（2012年3月9日） 3、《運算放大器性能優化》，作者Jerald G. Graeme，發表于1996年12月1日第一版《紐約：McGraw-Hill專業版》。 相關網站 接口技術：www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/analog/interface.page OPA2374：www.ti.com.cn/product/cn/OPA2374 SN74AHC00：www.ti.com.cn/product/cn/SN74AHC00 XTR115：www.ti.com.cn/product/cn/XTR115 |
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