基于飽和電抗器的低損耗直流過電流傳感器
發布時間：2011-7-22 09:00
發布者：ipolo
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為測量直流大電流，設計者通常使用分流電阻或基于霍爾效應的電流傳感器。對于這兩種方法，分流電阻存在的問題是焦耳(I2R)損失以及需要在插入處斷開電路，而基于霍爾效應的電流傳感器的缺點是價格昂貴�；陲柡碗娍蛊�(或磁放大器)的電流傳感器可以避免上述問題，對于不可能開路的低成本高效率直流電流監視應用尤其具有吸引力。 該電路的關鍵元件是單向飽和電抗器：當直流電流(IDC)流過其“控制繞組”(在鐵芯中間分支上的NDC=1圈繞線)時，所產生的磁通量在兩個外分支上分裂成兩個相等的磁通，因此兩個外部分支以相同的水平被磁化。第二個被稱為“交流負載繞組”的線圈(NDC= 2×30圈)也在兩個外分支上分裂成兩個圈數相同且串行連接的一半繞組。 按照這樣的布局，“交流負載繞組”的自感在IDC= 0時最大，當IDC轉移到磁路飽和區中的工作點時取最小值。因此，飽和電抗器或磁放大器就像一種把直流電流轉換到自感的轉換器。 由于這兩個交流負載繞組是串行連接的，這些磁通在鐵芯外分支中方向相同而在中央分支中方向相反，因而，這兩個磁通在中央分支中抵消。由于變壓器的逆轉作用被抑制，所以飽和電抗器是單向的。 如果使用典型的鐵電材料，達到飽和所必需的磁動勢(HMAX)接近于A/m，我們可以據此確定鐵芯E的尺寸。如果IDCmax是待測的最大直流電流，利用安培定理可以得到有效長度(le)為： le=(nDC×IDCmax)/HMAX (1) 我們的目標是檢測1到10A范圍內的直流電流。對于IDCmax= 10 A，由式(1)得到le =50 mm，因此我們選擇有效長度為le = 57 mm的無間隙EFD25鐵芯(材料等級為3F3，由飛利浦公司制造)。 由于“飽和電抗器”僅實現直流電流到自感的轉換，為了把測得的直流電流數字化，我們還必須完成額外的信號處理。這需要兩個步驟：1)把自感變化轉換成頻率的偏移；2)利用能產生數字形式的所需“過流”信息的數字相位/頻率比較器，把頻率偏移與參考頻率進行比較。 為了完成第一步，我們以飽和電抗器的交流負載繞組充當Colpitts振蕩器的自感，并使用一個與儲能電路相關聯的無緩存CMOS反相器(IC11)來實現該Colpitts振蕩器(如圖所示)。該儲能電路包含兩個反饋電容(C = 22 nF)和前述的交流負載繞組線圈。按照這種設置，得到的輸出頻率(fC)為： 對于從0到10A的直流電流，該交流負載繞組的自感從2.3 mH變化到0.75 mH，并產生31到55 kHz的振蕩頻率。 為實現第二步，把Colpitts振蕩器的頻率同參考振蕩器(包含CMOS PLL的(IC2的)數字相位/頻率比較器)的頻率進行比較。參考頻率由CD4046B的內部VCO產生�？梢酝ㄟ^4.7kΩ的微調電阻器T把振蕩頻率調節到31到56 kHz之間。根據微調電阻器的設置，當被監視的直流電流(IDC)超過從1到10A的可調極限時，數字相位/頻率比較器的輸出(過流輸出)上升。 |
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