碳化硅高速電機控制器設計及效能分析
發布時間：2025-6-24 13:52
發布者：Eways-SiC
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碳化硅高速電機控制器設計及效能分析 https://mp.weixin.qq.com/s/S5O7MoR5pmt-wkPnh3rchQ [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]以碳化硅(SiC) 器件為代表的寬禁帶半導體器件，對比以絕緣柵雙極型晶體管(IGBT) 為代表的硅基半導 體功率器件，有開關損耗低、開關速度快、器件耐壓高等優勢。尤其是對于超高速電機控制器的開發，降低控制 器損耗和減小電機相電流諧波成分是關鍵，故將SiC MOSFET 作為電機控制的功率半導體元件成為了提升控 制器效率、減小控制器體積、優化控制效果的重要方法。此處設計了一款 SiC 功率器件構成的電機控制器，通 過 DSP 控制核心驅動高速永磁同步電機，測定控制周期與死區時間對諧波成分的影響。然后將其與IGBT 器件 構成的控制器進行控制效果的對比。實驗表明采用SiC器件的控制器損耗更低，可以實現更高的開關頻率和更 小的死區時間，從而能有效降低電機中的諧波成分，減小溫升，控制效果更優。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]引 言 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]近年來隨著新能源汽車等行業的蓬勃發展和 “雙減”政策的提出，電力行業越來越向低損耗、高效率、高密度的方向發展。同樣隨著新一代半導體材料的發展，以SiC、氮化鎵為主導的寬禁帶半導體元件應用得越來越多。傳統的大功率電機控制器往往采用硅基IGBT作為其功率半導體元件。但其自身特性使得它存在著拖尾電流大、開關損耗高等問題，限制了其開關頻率的提升，并且為了保護IGBT芯片，一般需要設定較大的死區時間[↓。而SiCMOSFET(后面簡化為SiC)作為寬禁帶半導體元件，由于其更低的開通關斷時間，不僅可以大幅降低其死區時間，而且能提升電機控制器的開關頻率，從而使控制器整體的相電流諧波含量少[2]。配合矢量控制方法，能夠有效優化控制器的 控制效果[3]。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于超高速電機的應用越來越多，逐漸替代 了可靠性低和體積大的變速器機構。對于超高速 電機控制，由于諧波成分多，電機溫升大的問題也 尤為突出[4]。由于高速電機結構設計時不可避免地會致使相電感的設計值較小，導致其控制過程 中會產生更多的諧波成分，所以提升控制頻率、抑 制溫升也是高速電機控制的關鍵。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處采用SiC 的功率半導體器件，設計一款 峰值電流200 A的電機控制器，完成其控制電路 的設計及矢量控制驅動算法的開發，并將其與硅 基 IGBT 構成的控制器進行效率對比和分析。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2 SiC MOSFET 電機控制器設計 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于IGBT 器件，有著大電流通過能力、較大 的輸入阻抗、高耐壓等級。但其也有局限性，相較 MOSFET 器件有更慢的開關速度、更大的開關損 耗和導通損耗[5。但由表1可知，Si MOSFET 器件 耐壓等級較低，這限制了其在高電壓電機控制器 上的應用。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于SiC 器件，擁有了更大的耐壓、更快的開 關速度，便成為了理想的功率半導體元件。但由于 SiC 封裝技術不成熟，其在大電流下的封裝方法 更困難，成本增加，所以此處采用多個SiC 的并聯 設計，以達到設計需求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.1 器件選型 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]針對不同廠家有著不同的SiC 產品。此處設 計要求中有母線電壓和峰值相電流要求，故采用 IMW120R030M1H。這款SiC 有著-7~23 V 的柵極 耐受電壓范圍，1200V 的源漏極電壓等級，30mΩ 的導通電阻，由于設計要求電流需達到200 A, 故 采用4管并聯的方式。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.2 驅動電路設計 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]永磁同步電機控制系統的首要要求就是驅動 電路的可靠性，有足夠的拉灌電流能力，滿足MOSFET的快速開關，驅動原理圖見圖1。驅動電 路設計方面此處采用磁隔離芯片1ED3124MU12H,它具有14 A 的拉灌電流能力，足以提供4個并聯SiC芯片工作所需的柵極電荷量。驅動電源選擇要根據SiC芯片的柵極耐壓確定。芯片的導通電阻及導通壓降與柵極電壓與成反比，但過高的柵極電壓也會影響SiC芯片壽命，故設計15V 作為SiC芯片開通電壓。由于SiC的橋臂串擾現象更嚴重，相應需要進行負壓關斷設計。但SiC自身不耐負壓，所以選用-3.5V 關斷，在保證芯片柵極安全的前提下來減小串擾現象的發生[6]。由于在更高的開關頻率下，不可避免地會在電路中產生更大的du/dt,造成更大的電磁干擾，所以電路的隔離 設計也需提出更嚴苛的要求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處采用了3層PCB 設計，分別為功率級、驅 動級、控制級。在功率級設計銅排與對應的管腳相 連接以物理隔離；在驅動級設計柵極驅動電路，采 用磁隔離芯片來防止高壓傳導；在控制級設計DSP 外圍電路系統，并設計光耦隔離芯片保證 DSP 芯 片不受高壓干擾傳導而對其工作產生影響。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.3 驅動算法設計 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處控制系統采用轉速、電流雙閉環架構與矢 量控制算法結合空間矢量脈寬調制(SVPWM)方法 實現對電機轉速的精準調控。并且采用結合了鎖相 環的改進式滑模觀測器，從采集的電流上提取轉子 位置角度及速度值。轉速外環與電流內環均采用比 例積分(PI) 控制，總體控制系統框圖如圖2所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]3 效率分析 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于全橋電機控制器，其損耗主要在功率器件 的開關損耗以及導通損耗上。功率器件在單次開關 損耗的功率為： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]開關損耗會隨著控制頻率、母線電壓和電流 的提升而增大。但由于SiC 芯片相對IGBT 芯片存 在著開通和關斷時間的減少，開關損耗也會降低。 表2為數據手冊中的數據，即為此處對比的兩種 功率芯片，分別為SiC 功率元件IMW120R030M1H和 IGBT 功率元件FF300R12KS4。其中開關損耗均 為每脈沖下的損耗值。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] 由表2數據可知，相比IGBT 器件，SiC 有更低 開關損耗和更快開關速度。功率器件存在一個正弦 周期導通半個周期的原因，故導通損耗功率為： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]因為SiC 在導通時壓降在大電流區域仍低于 IGBT, 所以導通損耗仍會降低。而且SiC 應用于高 開關頻率場合，所以SiC 器件總損耗仍低于IGBT。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4 實 驗 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.1 SiC電機控 制 器實 驗 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]該實驗所用電機數據如下：相電感為68μH; 相電阻為0.11Ω;最大轉速為60000r·min-¹;極對 數為4;反電動勢系數為2.45V ·k ·r ·min-¹。實驗中 作為對比的IGBT 控制器同表2的數據一致，采用 的器件為FF300R12KS4。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]為了避免功率元件的橋臂直通，需要在上、下 管開關時加上死區時間。但因為控制系統從 DSP 芯片傳遞到功率元件上仍需要一定的時間，所以需 測得真實的柵極電壓。根據測得的柵極電壓信號， 得到數據以及此處設定的最短死區時間見表3。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由表3并結合表2的數據可知，SiC 存在相當 小的開關時間，所以采用SiC 可以很大程度地提升 控制頻率，減小死區時間。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.2 控制 器 控 制 頻 率 和 死區 對比實驗 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]圖3分別為采用 SiC 控制器，在控制周期為 100μs,25μs 下，對應10 kHz,40 kHz 的控制頻率， 加載的電機外部負載轉矩為0.4N ·m, 采用的死區時間為0.5 μs的相電流i 波形。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在控制頻率提升后，電機相電流的諧波含量明 顯減少，并且由于諧波成分的降低，同等輸出扭矩 下相電流的有效值也有一定的降低。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]然后分別在同條件下，采用控制周期tp分別為100μs,50μs,33μs,25μs,將相電流波形存儲后進行傅里葉變換，可以得到其諧波分量占基波的百分比含量如圖4a所示。由圖4a可見，在控制器頻率提升后，總諧波畸變率(THD)有明顯的降低，顯然提升控制頻率后整個電機的控制效果更優�？梢�發現相比100μs的控制周期，將控制周期縮短至25μs后，THD可以降低54.7%。在0.4N·m的外部負載條件，40 kHz 的控制頻率下，分別取0.5μs,1μs,1.5μs,2μs的死區時間ta,對相電流進行分析可以得到圖4b。由圖4b可知，在控制頻率均為40kHz,死區時間由2 μs降低到0.5μs的情況下，控制器的THD可以降低48.7%,尤其是5次諧波有著相當明顯地減小。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]SiC元件的采用不僅可以縮短死區時間，還可 以提升控制頻率。死區時間的縮短和控制頻率的 提升對相電流正弦度和諧波成分消除有著重要意 義。相比IGBT元件3 μs 死區時間及最高20 kHz 控制頻率，SiC 控制器的 THD 可以降低42%。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.3 電機控制器效率對比實驗 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處實驗采用表2中的兩種功率元件。在電 機轉速5000r·min- ¹ 下，分別加以不同的外部轉 矩負載。各測3組后，通過功率儀得到控制器上損 耗功率值，取平均后可得損耗值P₁ 如圖5所示， 其中To為輸出扭矩。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由于IGBT 相 比SiC 功率元件導通損耗以及 開關損耗更高，可以發現SiC 電機控制器有著更 低的總損耗。在輸出0.6N·m 轉矩時SiC 相較于 IGBT的控制器損耗降低了52%。不難分析在更大 負載下IGBT的功耗上升會更快，采用SiC 芯片作 為電機控制器有著更大的優勢。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.4 電機溫升實驗 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]向電機外部突加0.4N ·m 轉矩，測電機定子 內部溫升，加載總時長80s 后卸載，測得3組數 據，得兩種控制器平均溫升T 對比見圖6。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]實驗采用 SiC 控制器在40 kHz 控制頻率，0.5μs 死區時間，IGBT控制器在20 kHz 控制頻率 3 μs 死區時間。由圖6可知，對于SiC 功率元件， 由于更低的THD, 所以定子中溫升有明顯的降低。采用SiC 控制器可以非常有效地降低電機溫升， 在加載實驗中電機加載工作80s 后的溫升值相比 IGBT控制器有9%的下降。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]5 結 論 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由以上實驗可知，由于SiC 元件相比IGBT 元 件有著更快的開關速度，故其能采用更快的開關 頻率和更短的死區時間。無論是控制頻率的提升 還是死區時間的減小都會大大降低電流中的諧波 成分。尤其由于高速電機自身電感值小，采用較低 的控制頻率會有相比普通電機更大的諧波含量， 所以在高速電機的控制器設計中采用SiC 控制器 更佳，可以有效降低電機定子溫升。由于SiC 控制 器的損耗更低，在控制器上的功率損耗有較大的 下降，采用SiC 控制器相比IGBT 控制器在控制器 損耗上也有明顯降低。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]了解更多電力電子信息，請關注公眾號 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] |
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